通讯电源倍流整流电路的剖析与规划

时间: 2024-10-13 22:02:58 |   作者: CAN接口

  倍流整流电路的原理图如图4所示，对中、大功率的通讯电源而言，移相全桥电路是较为常见 的电路拓扑方式，在原边电路处于续流状况时，变压器的原边绕组和副边绕组都被短路。因而 倍流整流电路在稳态运行时，每个开关周期有4 种作业形式。为便于剖析作如F假定：高频变压 器原副边匝比为n=N1/N2，疏忽高频变压器原副边漏感，一切器材均为抱负器材。可得要害波 形如图5所示。

  选用状况李问均匀法来推导倍流整流电路的数学模型，假定两个输出电感电流接连且极性都 为正。考虑到动占空比是变化的，特用小写d来表明。

  在倍流整流电路中，两个输出差模电感的值一般规划成持平，即L1=L2，因而上述方程组能够 简化为

  因为电感在稳态运行时应该满意伏秒平衡条件，即电感电压丌关周期均匀值为O，故

  其间占空比D的取值范嗣为O≤D≤1。明显，与副边带中心抽头的全波整流器比较，倍流整流器 的变压器具有相同的副边总匝数。 3．2 输出纹波电流抵消

  在占空比D的取值规模0，1区间内，跟着占空比的增大，纹波电流抵消因子越小。当D为 0．667时，输出电流I01的纹波重量△I01为O．5△IL1；当D为1时，两个输出电感的纹波电流可 以完成彻底抵消，输出电流I01的纹波重量△I01为0。 3.3 频域模型

  摘要：剖析了通讯电源倍流整流电路的作业原理，运用状况空间均匀法建立了倍流整流电路的 频域模型，并给出了要害参数的规划关键。 要害词：通讯电源；倍流整流电路；频域模型

  形式l[t0～t1] 变压器副边电压VT为VS，电压极性为正，两个滤波电感的电流IL1和IL2极性都 为正，二极管D1正向偏置导通，而D2反向截止。电感L1的电流IL1经二极管D1和输出电容C0续 流，电感L1上的电压VL1为一Vo ，极性为负，因而电流IL1线性减小，下降斜率由输出电压Vo 和 电感L1的比值决议。变压器副边电压VT 经过二极管D1和输出电容Co 加到电感L2上，因而电感 L2上的电压VL2为VS- Vo ，极性为正，电流IL2线性添加，上升斜率由变压器副边电压与输出电 压的差VS一V0和电感L2的比值决议。变压器的副边电流IT 等于IL2，电流I01为两个滤波电感电 流的和IL1 IL2，因为输出大电容Co 的滤波效果，输出电流I0为I01的直流重量。变压器的副边电 流IT 等于IL2。

  与全波整流电路比较，倍流整流器的高频变压器的副边绕组仅需一个单一绕组，不必中心抽 头；与全桥整流电路比较，倍流整流电路运用的二极管数量少一半。因而，倍流整流电路结合 了全波整流电路和全桥整流电路两者的长处。当然，倍流整流电路要多运用一个输出滤波电 感，结构略显杂乱。但此电感的作业频率及运送电流均为全波整流电路所用电感的一半，因而 可做得较小。

  形式4[t3～t4] 与形式2的作业状况相同，变压器副边电压VT为O，两个滤波电感的电流IL1和 IL2极性都为正，二极管D1和D2均为正向偏置导通。电感L1的电流IL1经二极管D1和输出电容Co 续流，电感L1上的电压VL1为一Vo ，极性为负，因而电流IL1线性减小，下降斜率由输出电压Vo 和电感L1的比值决议。电感L2的电流IL2经二极管D2和输出电容Co 续流，电感L2上的电压VL2为 一Vo ，极性为负，因而电流IL2线性减小，下降斜率由输出电压Vo 和电感L2的比值决议。变压

  2 作业原理 倍流整流电路能被当作是由传统的全桥整流电路演化而来。如图2所示，将图2(a)中全桥整

  流电路中的两个下方二极管用两个电感替代，就能够取得图2(b)，经过收拾后即可得到如图2(c)所 示的倍流整流电路。

  实际上倍流整流电路也能够由全波整流电路经过拓扑改换得来。在图3(a)中，输出电感与输出 电容和负载电阻串联，而串联衔接的兀件能够交换方位，因而将输出电感换到输出负母线(b)；将变压器的副边绕组当作电压源，而把输出电感当作电流源，可得图3(c)；由虚线框 内三端口网络的Y/△改换，可得图3(d)；再将电流源康复成输出电感，将电压源康复成变压器的 副边绕组，可得图3(e)所示的倍流整流电路。

  形式2[t1～t2] 变压器副边电压VT为0，两个滤波电感的电流IL1和IL2极性都为正，二极管D1和 D2均为正向偏置导通。电感L1的电流IL1经二极管D1和输出电容Co 续流，电感L1上的电压VL1 为一Vo ，极性为负，因而电流IL1线性减小，下降斜率由输出电压Vo 和电感L1的比值决议。电 感L2的电流IL2经二极管D2和输出电容Vo 续流，电感L2上的电压VL2为一Vo ，极性为负，因而 电流IL2线性减小，下降斜率由输出电压Vo 和电感L2的比值决议。变压器的副边电流IT 等于O。

  器的副边电流IT 等于0。 由此可见．倍流整流电路的变压器副边均匀运送电流仅为输出负载电流的一半。当一个电感

  在高频变压器副边的电压驱动下经过副边运送一半负载电流时，另一个电感也运送着相对于输 出负载电流相同方向的另一半续流电流．且此续流电流不经过副边绕组。滤波电感均匀运送电 流仅为输出负载电流的一半，输出负载电流由两个电感一起分管，每个滤波电感的作业频率都 等于高频变压器的作业频率。

  形式3[t2～t3] 变压器副边电压VT为一VS，电压极性为负，两个滤波电感的屯流IL1和IL2极性 都为正，二极管D1反向截止，而D2正向偏置导通。变压器剐边电压VT 经过二极管D2和输出电 容Co 加到电感L1上，因而电感L1上的电压VL1为VS—V0，极性为正，电流IL1线性添加，上升 斜率由变压器副边电压与输出电压的差VS一V0和电感L1的比值决议。电感L2的电流IL2经二极 管D2和输出电容Co 续流，电感L2上的电压VL2为一Vo ，极性为负，因而电流IL2线性减小，下 降斜率由输出电压Vo 和电感L2的比值决议。变压器的副边电流IT 等于一IL1。

  中加以描绘，并于20世纪30年代在电子管电路中得到运用。1987年7月Ole S．Seiersen初次在 丹麦申请专利，并在1991年FIFPC会议上宣布相关的学术论文。

  本文剖析了一种新式的倍流整流电路拓扑，假如在通讯电源中得到运用，能大大的提高大电流输 出时副边整流电路的功率。

  l 全波整流和倍流整流 传统上，通讯电源变压器副边整流电路大多选用图1(a)所示带中心抽头的全波整流电路，该电

  4 结语 本文对通讯电源中运用的倍流整流电路的作业原理进行了详细描绘，指出了倍流整流电路与

  全波整流电路和全桥整流电路之间的差异和联络，对倍流整流电路的输出电压增益和输出纹波 电流抵消给出了定量描绘，运用状况空间均匀法对倍流整流电路的被控目标数学模型进行了推 导，为控制器的规划供给了理论基础。

  路拓扑结构相对比较简略．器材总数少，二极管通态损耗小，可是变压器副边绕组的使用率较低。随 着开关电源技能的迅速发展，通讯电源要求更大的输出电流和更小的输出电压纹波。对低压大 电流输出的变压器而言，中心抽头不只给变压器的没计和制作带来很大困难，而且外部引线的 装置和焊接也很难处理。

  常用的倍流整流电路拓扑如图l(b)所示，与传统的变压器副边带中心抽头的全波整流电路相 比，倍流整流电路有以下长处：减小了变压器副边绕组的电流有效值；变压器使用率较高，无 需中心抽头，结构简略；输出电感纹波电流抵消能减小输出电压纹波；双电感也更适合于分 布式功率耗散的要求。

  与全波整流电路比较，倍流整流电路的被控目标数学模型的零点相同而极点小同。假如引进 等效输出电感Leg，当作是两个输出电感的并联，而且令

  此刻倍流整流电路被控目标数学模型的零点和极点都与全波整流电路相同。 依据七述频域数学模型，凭借Mat lah软件，能够十分简单地使用波特图等传统办法对控制器 进行规划。